1A恒压/恒流输出式开关电源的电路如图1所示。它采用一片TOP200Y型开关电源(IC1)，配EL817C型线性光耦(IC2)。85V～256V交流输入电压u经过EMI滤波器(L2、C6)、整流桥(BR)和输入滤波电容(C1)，得到大约为82V～375V的直流高压UI，再通过初级绕组接TOP200Y的漏极。由VDZ1和VD1构成的漏极箝位保护电路，将高频变压器漏感形成的尖峰电压限定在安全范围之内。VDZ1采用BZY97C200型瞬态电压抑制器，其箝位电压UB=200V。VD1选用UF4005型超快恢复二极管。次级电压经过VD2、C2整流滤波后，再通过L1、C3滤波，获得＋75V输出。VD2采用3A/70V的肖特基二极管。反馈绕组的输出电压经过VD3、C4整流滤波后，得到反馈电压UFB=26V，给光敏三极管提供偏压。C5为旁路电容，兼作频率补偿电容并决定自动重启频率。R2为反馈绕组的假负载，空载时能限制反馈电压UFB不致升高。

               图175V、1A恒压/恒流输出式开关电源的电路

  该电源有两个控制环路。电压控制环是由1N5234B型6.2V稳压管(VDZ2)和光耦合器EL817C(IC2)构成的。其作用是当输出电流较小时令开关电源工作在恒压输出模式，此时VDZ2上有电流通过，输出电压由VDZ2的稳压值(UZ2)和光耦中LED的正向压降(UF)所确定。电流控制环则由晶体管VT1和VT2、电流检测电阻R3、光耦IC2、电阻R4～R7、电容C8构成。其中，R3专用于检测输出电流值。VT1采用2N4401型NPN硅管，国产代用型号为3DK4C；VT2则选2N4403型PNP硅管，可用国产3DK9C代换。R6、R5分别用于设定VT1、VT2的集电极电流值IC1、IC2。R5还决定电流控制环的直流增益。C8为频率补偿电容，防止环路产生自激振荡。在刚通电或自动重新启动时，瞬态峰值电压可使VT1导通，利用R7对其发射结电流进行限制；R4的作用是将VT1的导通电流经VT2旁路掉，使之不通过R1。电流控制环的启动过程如下：随着IO的增大，当IO接近于1A时，UR3↑→VT1导通→UR6↑→VT2导通，由VT2的集电极给光耦提供电流，迫使UO↓。由UO降低，VDZ2不能被反向击穿，其上也不再有

电流通过，因此电压控制环开路，开关电源就自动转入恒流模式。C7为安全电容，能滤除由初、次级耦合电容产生的共扰。

图2恒压/恒流源的输出特性

　　该电源既可工作在7.5V稳压输出状态，又能在1A的受控电流下工作。当环境温度范围是0℃～50℃时，恒流输出的准确度约为±8％。

　　该电源的输出电压－输出电流(U0－I0)特性如图2所示。由图可见，它具有以下显著特点：

　　（1）当u=85VAC或265VAC时，特性曲线变化很小，这表明输出特性基本不受交流输入电压变化的影响；

图3电压及电流控制环的单元电路

　　（2）当IO<0.90A时处于恒压区，IO≈ 0.98A时位于恒流区，且UO随着IO的略 微增加而迅速降低；

　　（3）当UO≤2V时，VT1和VT2已无法给光耦继续提供足够的工作电流，此时电流控制环不起作用，但初级电流仍受TOP200Y的最大极限电流ILIMIT(max)的限制。这时，UR6↑，通过VT1和VT2使光耦工作电流迅速减小，强迫TOP200Y进入自动重新启动状态。这表明，一旦电流控制环失控，立即从恒流模式转入自动重启状态，将IO拉下来，对芯片起保护作用。

2恒压/恒流输出式开关电源的电路设计

电压及电流控制环的单元电路如图3所示。

21电压控制环的设计

恒压源的输出电压由下式确定：

UO=UZ2＋UF＋UR1=UZ2＋UF＋IR1·R1(1)

式中，UZ2=6.2V，UF=1.2(典型值)，需要确定的只是R1上的压降UR1。令R1上的电流为IR1，VT2的集电极电流为IC2，光耦输入电流(即LED工作电流)为IF，显然IR1=IC2=IF，并且它们随u、IO和光耦的电流传输比CTR值而变化。TOP200Y的控制端电流IC变化范围是2.5mA(对应于最大占空比Dmax)～6.5mA(对应于最小占空比Dmin)，现取中间值IC=4.5mA。因IC是从光敏三极管的发射极流入控制端的，故有关系式Iin=Io/CTR (2)

在IC和CTR值确定之后，很容易求出IR1。单片开关电源须采用线性光耦合器，要求CTR=200％～400％，可取中间值300％。将IC=4.5mA，CTR=300%代入式(2)得出，IR1=1.5mA。当R1=973约980欧时，UR1=0.146V。最后代入式(1)计算出

UO=UZ2＋UF＋UR1=6.2V＋1.2V＋0.146V

=7.546V≈7.5V

22电流控制环的设计

　　电流控制环由VT1、VT2、R1、R3～R7、C8和EL817C等构成。下面需最终算出恒定输出电流IOH的期望值。图3中，R7为VT1的基极偏置电阻，因基极电流很小，而R3上的电流很大，故可认为VT1的发射结压降UBE1全部降落在R3上。则(3)利用下面二式可以估算出VT1、VT2的发射结压降：(4)(5)

式中，k为波尔兹曼常数，T为环境温度(用热力学温度表示)，q是电子电量。当TA=25℃时，T=298K,kT/q=0.0262V。IC1、IC2分别为VT1、VT2的集电极电流。IS为晶体管的反向饱和电流，对于小功率管，IS=4×10^－14A。

　　因为前已求出IR1=IF=IC2=1.5mA，所以

又因IE2≈IC2，故UR5=IC2R5=1.5mA×100Ω=0.15V，由此推导出UR6=UR5＋UBE2=0.15V＋0.662V=0.812V。取R6=220Ω时，IR6=IC1=UR6/R6=4.71mA。下面就用此值来估算UBE1，进而确定电流检测电阻R3的阻值：

与之最接近的标称阻值为0.68Ω。代入式(3)可求得考虑到VT1的发射结电压UBE1的温度系数αT≈2.1mV/℃，当环境温度升高25℃时，IOH值降为

恒流准确度为

与设计指标相吻合。

3反馈电源的设计

　　反馈电源的设计主要包括两项内容：

　　(1)在恒流模式下计算反馈绕组的匝数NB。之所以按恒流模式计算NB值，是因为此时UO和UFB都迅速降低(UO=UOmin=2V)，只有UFB足够高时，才能确保恒流源正常工作。

　　（2）在恒压模式下计算出反馈电压额定值UFB。此时UO=7.5V，UFB也将达到最大值，由此求得UFB值，能为选择光耦合器的耐压值提供依据。

　　反馈电压UFB由下式确定：(6)

式中，UF2和UF3分别为VD2、VD3的正向导通压降。NS为次级匝数。从式（6）可解出(7)

在恒流模式下当负载加重(即负载电阻减小)时，UO和UFB会自动降低，以维持恒流输出。为使开关电源从恒流模式转换到自动重启状态时仍能给TOP200Y提供合适的偏压，要求UFB至少比恒流模式下控制电压的最大值UCmax高出3V。这里假定UCmax=6V，故取UFB=9V。将UFB=9V、UO=UCmin=2V、UF2=0.6V、UF3=1V、IO=IOH=0.982A、R3=0.68Ω、NS=12匝一并代入式(7)，计算出NB=36.7匝≈37匝（取整）。

　　在恒压模式下，UO=7.5V，最大输出电流IO=0.95A，再代入式(6)求得，UFB=26V，此即反馈电压的额定值。选择光耦合器时，光敏三极管的反向击穿

表1各项性能指标

电压必须大于此值，即U(BR)CEO>26V。常用线性光耦的U(BR)CEO=30V～90V。计算光敏三极管反向工作电压UIC2的公式为

UIC2=UFB－UCmin(8)

式中，UCmin为控制端电压的最小值(5.5V)。不难算出，UIC2=20.5V。这里采用EL817C-F型光耦合器，其U(BR)CEO=35V>20.5V，完全能满足要求。但在设计高压电池充电器时，必须选择（EL817C-G型VCEO＝80V）耐高压的光耦合器。

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